本發明專利技術涉及三電平功率轉換裝置。在現有技術的三電平轉換電路的雙向開關的緩沖電路中，由于不能適用電壓鉗位型緩沖器，所以緩沖損失變大，為了構成緩沖器需要多個開關元件等，由此存在裝置大型化、轉換效率降低的問題。本發明專利技術的三電平功率轉換裝置的雙向開關由第一半導體開關串聯電路和第二半導體開關串聯電路的并聯電路構成，第一半導體開關串聯電路串聯連接有反向并聯連接有二極管的第一及第二半導體開關，第二半導體開關串聯電路串聯連接有反向并聯連接有二極管的第三及第四半導體開關，將半導體開關元件的兩端電壓鉗位在直流電源電壓的電壓鉗位型緩沖器與上述第一及第二半導體開關或上述第三及第四半導體開關并聯連接。
【技術實現步驟摘要】
本專利技術涉及三電平的直流一交流轉換裝置或交流一直流轉換裝置的電路構成方法，和半導體開關元件的浪涌電壓抑制技木。
技術介紹
圖11表示專利文獻I所示的現有技術的電路構成。圖11表示單相或多相逆變器(inverter)的一相的量。在此，所謂逆變器是將直流電カ轉換為交流電カ的電路，但是如公知那樣，也可能是將交流電カ轉換成直流電カ的動作。以下說明適用于兩方面的動作、功倉^:。直流電源I和2的串聯電路、電容器3和4的串聯電路、以及ニ極管反向并聯連接 的半導體開關(在此為IGBT !Integrated Gate Bipolar Transistor)5和6的串聯電路并聯連接。直流電源I和2的串聯連接點與電容器3和4的串聯連接點連接，在上述串聯連接點與半導體開關5和6的串聯連接點之間連接雙向開關，上述雙向開關反向串聯連接分別反向并聯連接有ニ極管的半導體開關7和8。而且，由ニ極管202、電容器201和電阻203構成的電壓鉗位型緩沖器連接于半導體開關8。在這樣的構成中，直流電源I和2的電壓El和E2 —般作為相同值。雙向開關能控制順向/逆向兩方向的電流的導通/斷開。在圖11中，交流輸出端U點的電位與半導體開關5導通時直流電源的正極P點的電位相等，與半導體開關6導通時N點的電位相等，還與半導體開關7和8導通時M點的電位相等。即，本電路是能根據各半導體開關的導通狀態將三種電壓電平輸出到U點的三電平轉換電路。該電路的特征在于，構成雙向開關的半導體開關7、8的耐壓為半導體開關5、6的耐壓的二分之一就行。即，當半導體開關6導通時，直流電源PN間的電壓El + E2施加在半導體開關5上，當半導體開關5導通吋，同樣地直流電源PN間的電壓El + E2施加在半導體開關6上，與此相対，當半導體開關5導通時，僅直流電源I的電壓El施加在半導體開關7上，當半導體開關6導通時，僅直流電源2的電壓E2施加在半導體開關8上，不存在施加直流電源電壓El十E2的模式。符號100 105是存在于配線上的寄生電感(以下，稱為“配線電感”)。如公知那樣，各半導體開關截斷電流時，與電流變化率成比例的電壓(以下，稱為“浪涌電壓”)出現在配線電感上，該電壓在多數的情況下以加在直流電壓(E1、E2或El十E2)上的方式施加在半導體開關。由于該電壓成為半導體開關的過壓破壞的原因，所以有必要對其進行抑制。為此，使用緩沖電路。圖11的緩沖電路例為電壓鉗位型緩沖器，其與半導體開關8并聯連接電容器201和ニ極管202的串聯電路，在該串聯連接點和直流電源的負極N之間連接有電阻203。電容器201通過電阻203連接到直流電源2的兩端，因此對電容器201穩定地以直流電源2的電壓E2充電。例如，半導體開關8截斷以M點一配線電感104 —半導體開關8 —半導體開關7的ニ極管一配線電感105 — U點的路徑流動的電流的情況下，電流繼續以M點一配線電感104 —電容器201 —ニ極管202 —半導體開關7的ニ極管一配線電感105 — U點的路徑流動，配線電感104和105的電流變化率與沒有緩沖電路的情況相比減少。這時，半導體開關8的兩端電壓大體上與電容器201的電壓Vsl相等。通過該動作，電容器201得到充電，電壓Vsl比直流電源2的電壓E2高。這時，從U點流出的電流因負載的電感或交流電抗器(reactor)(都未圖示)在開關前后保持一定。因此，相對在上述路徑的電流減少，半導體開關6的ニ極管導通，以半導體開關6 —配線電感103 — U點的路徑供給與減少部分相當的電流，因此U點電位大致與N點(負極)電位相等。在該狀態下，電容器201的電壓Vsl和直流電源2的電壓E2的電壓差作為對抗電壓施加在配線電感104、105，因此上述路徑的電流減少，不久成為0A，另ー方面，通過半導體開關6流動的電流與來自U點的輸出電流相等，換流結束。此后，以電容器201 —配線電感104 —直流電源2 —電阻203 —電容器201的路·徑平緩放電，電容器201的電壓Vsl再次成為直流電源2的電壓E2。該緩沖器作為電壓鉗位型RCD緩沖器為人們所公知。圖示省略，半導體開關5和6也能適用同樣的緩沖器。另ー方面，對于半導體開關7，適用電壓鉗位型RCD緩沖器很困難，對于浪涌電壓的保護很困難。其理由參照圖12進行說明。圖12是將電壓鉗位型RCD緩沖器安裝在半導體開關7的情況。在半導體開關5和7交替導通的動作中，圖中A點(半導體開關7和8的連接點)與M點電位相等，能實行與圖11相同的動作。另ー方面，在半導體開關6導通的動作中，半導體開關7逆向導通，A點成為N點電位，因此經由電阻206進行電容器204的充電，電容器204的電壓Vs2上升到El + E2。再次導通半導體開關7、8時，U點電位回到M點電位，經由電阻206，電容器204放電，因此電容器204的電壓Vs2降低到直流電源I的電壓El。S卩，電容器204的電壓Vs2上升過度，不能將半導體開關7的電壓限制在直流電源I的電壓El附近，通過反復電容器204的充電放電,產生很大損失。作為緩沖電路，以大的充電放電動作為前提的、例如RC緩沖器等為人們所公知，也可以適用于這樣發生電位變化的部分，但是，一般抑制浪涌電壓的性能劣于電壓鉗位型緩沖器，且充電放電引起的損失増大。因此，需要半導體開關耐壓高，如上所述，構成雙向開關的半導體開關的耐壓為連接在直流電源的PN間的半導體開關的耐壓的二分之一就行的優點受到損害。作為解決此問題的ー種手段，有圖13所示的電路。其是將緩沖器適用于專利文獻2所示三電平轉換電路的雙向開關部的專利文獻3所示的電路。在圖13中，雙向開關部由分別反向并聯連接有ニ極管的半導體開關9 12和電容器13構成。將半導體開關9和10的串聯電路，以及半導體開關11和12的串聯電路并聯連接，構成雙向開關，將電容器13與上述串聯電路并聯連接，構成電路。導通雙向開關部的情況下，在半導體開關9和11、或10和12的柵極施加導通信號。半導體開關9和10、11和12不同時導通。如后所述，這是為了避免電容器13的不必要的放電。接著，說明該電路的動作。首先，成為電容器13因上次的開關動作，而被充電為與直流電源2的電壓E2相等的電壓的狀態。電流例如以直流電源的M點一配線電感104 —半導體開關12 —半導體開關10的ニ極管一配線電感105 — U點的路徑流動，通過半導體開關12的斷開對電流進行截斷吋，電流繼續以M點一配線電感104 —半導體開關11的ニ極管一電容器13 —半導體開關10的ニ極管一配線電感105 — U點的路徑流動，電容器13得到充電，電壓上升，同時電流變化率得到抑制。這時，與圖11說明相同，半導體開關6的ニ極管導通，U點電位大致與N點電位相等。電容器13的電壓和直流電源2的電壓E2的電壓差作為對抗電壓施加到配線電感104及105，因此上述電流減少，不久成為0A。接著，導通半導體開關10和11的柵極時，以電容器13 —半導體開關11 —配線電感104 — M點一直流電源2 —直流電源的負極N —配線電感101 —半導體開關6的ニ極管—配線電感103 — U點一配線電感105 —半導體開關10 —電容器13的路徑進行放電，電容器13的電壓降低到直流電源2的電壓E2。注意放電本文檔來自技高網...
【技術保護點】
一種三電平功率轉換裝置，直流電源串聯電路串聯連接有第一直流電源和第二直流電源，半導體開關串聯電路串聯連接有分別反向并聯二極管的半導體開關，所述直流電源串聯電路和所述半導體開關串聯電路并聯連接，將所述半導體開關串聯電路的串聯連接點作為交流端子，在所述直流電源串聯電路的串聯連接點和所述半導體開關串聯電路的串聯連接點之間，連接有可控制雙向電流導通/斷開的雙向開關，所述三電平功率轉換裝置的特征在于：所述雙向開關由第一半導體開關串聯電路和第二半導體開關串聯電路的并聯電路構成，所述第一半導體開關串聯電路串聯連接有分別反向并聯連接二極管的第一和第二半導體開關，所述第二半導體開關串聯電路串聯連接有分別反向并聯連接二極管的第三和第四半導體開關，與所述第一和第二半導體開關或所述第三和第四半導體開關并聯連接電壓鉗位型緩沖器，所述電壓鉗位型緩沖器將半導體開關的兩端電壓鉗位在所述第一或第二的直流電源電壓。
【技術特征摘要】
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【專利技術屬性】
技術研發人員：山田隆二，
申請(專利權)人：富士電機株式會社，
類型：發明
國別省市：
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