本發(fā)明專利技術(shù)屬集成電路技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種高速高精度的動態(tài)比較器失調(diào)電壓校正方法。比較器是模數(shù)轉(zhuǎn)換器的核心部件，本發(fā)明專利技術(shù)提出一種全新的實(shí)時校正方法，利用MOS管工作在反型層時的可變電容的電容值隨調(diào)節(jié)電壓線性連續(xù)可變的特點(diǎn)，對比較器輸出端的負(fù)載電容進(jìn)行精確的微調(diào)，最終達(dá)到當(dāng)比較器的差分輸入為零時，因?yàn)楸容^器的器件失配產(chǎn)生的失調(diào)電壓和比較器輸出負(fù)載電容微調(diào)產(chǎn)生的影響相互抵消，從而達(dá)到校正比較器失調(diào)電壓的目的。本發(fā)明專利技術(shù)能夠有效的將比較器的1sigma失調(diào)電壓縮小三百倍，從典型值29.4mV縮小到66?Ｖ。
【技術(shù)實(shí)現(xiàn)步驟摘要】
本專利技術(shù)屬集成電路
，具體涉及一種因?yàn)槠骷叽缡浠蛘逷VT波動等引起的比較器失調(diào)校正方法。
技術(shù)介紹
高速的動態(tài)比較器因其低功耗的優(yōu)點(diǎn)，而越來越多的被采用，比如逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR ADC)和快閃型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Flash ADC)。雖然隨著工藝的進(jìn)步，動態(tài)比較器的功耗進(jìn)一步減小，速度進(jìn)一步提升，但是隨著尺寸的縮小導(dǎo)致的器件失配卻越來越嚴(yán)重，極大的限制了動態(tài)比較器的分辨率。為了減小這種失調(diào)電壓，傳統(tǒng)的作法是在動態(tài)比較器的前端加上預(yù)放大(Op-Amp)。但是預(yù)放大電路消耗了大量的功耗并且限制了動態(tài)比較器所能達(dá)到的速度。因此，通過用校正電路來代替預(yù)放大的作法也變得越來越流行。但是已有的校正算法都存在著各種缺陷。 目前比較流行的兩種校正方法之一，是通過輔助數(shù)模轉(zhuǎn)換器(AUX-DAC)調(diào)節(jié)動態(tài)比較器的輸出負(fù)載，但是該方法受限于所能獲得最小電容值，并且是非連續(xù)的，因此所能獲得的精度并不高；當(dāng)要校正的比較器存在較大失調(diào)時，就需要大的AUX-DAC (要實(shí)現(xiàn)N比特的線性度，就需要2Nf電容或者電阻)，會嚴(yán)重限制比較器的工作速度。另一方法是在輸入端加上額外的輸入管做電流源，雖然該校正方法能夠?qū)崿F(xiàn)連續(xù)調(diào)整，但是用作電流源的輸入管的電流和輸入電壓是平方關(guān)系，存在嚴(yán)重的非線性，因此也大大的限制了所能夠?qū)崿F(xiàn)的精度。
技術(shù)實(shí)現(xiàn)思路
本專利技術(shù)的目的在于提出一種能夠高速高精度低功耗大范圍校正動態(tài)比較器失調(diào)電壓的方法。本專利技術(shù)提出的校正動態(tài)比較器失調(diào)電壓的方法，采用如下校正電路，該校正電路由計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元30、比較器陣列22、23、24、25、開關(guān)陣列21、第一可變I-MOS電容11和第一可變I-MOS電容12、數(shù)字控制單元14、第一電荷泵15和第二電荷泵16、第一電壓緩沖器17和第二電壓緩沖器18組成；其中數(shù)字控制單元14根據(jù)待校正比較器13的輸出結(jié)果產(chǎn)生控制信號，該控制信號控制第一電荷泵15和第二電荷泵16分別對電容Cl和C28充放電產(chǎn)生反饋電壓，該反饋電壓分別經(jīng)過第一電壓緩沖器17和第二電壓緩沖器18后產(chǎn)生調(diào)制電壓，分別調(diào)節(jié)第一可變I-MOS電容11和第二可變I-MOS電容12的電容值，從而在待校正的比較器13兩端產(chǎn)生不同負(fù)載電容，最終抵消掉比較器13的失調(diào)電壓。其中 (1)、計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元30，可以控制校正模塊，即依次從待校正的比較器當(dāng)中選取一個比較器，進(jìn)行校正，并將完成校正的比較器切換回到比較器陣列里面，進(jìn)行正常的模數(shù)轉(zhuǎn)換操作。當(dāng)所有比較器完成校正后，暫時性關(guān)掉校正模塊以節(jié)省功耗，在間隔一定時間后，再次打開校正模塊進(jìn)行校正，補(bǔ)償因?yàn)闇囟?、電壓、壓?PVT)變化帶來的時變失調(diào)； (2)、比較器陣列22、23、24、25，為模數(shù)轉(zhuǎn)換器(圖I)的核心構(gòu)成部分，比正常情況下需要多一個冗余比較器，用來保證在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)正常工作時，能夠有一個多余的比較器處于校正狀態(tài)，里面包含已經(jīng)完成校正和待校正的比較器； (3)、開關(guān)陣列21,由多路選擇器(MUX)和自舉開關(guān)(Bootstrap)構(gòu)成,能夠保證當(dāng)比較器處于正常工作時，比較器輸入端是正常的差分輸入信號(Vin和Vip);處于校正時，比較器輸入端看到的是相同的共模信號Vcm (差分為零)； (4)、第一可變I-MOS電容11和第二可變I-MOS電容12，由金屬柵場效應(yīng)晶體管(MOS)構(gòu)成的可變電容，其電容值隨著兩端電壓的變換而變換，參考圖3 ； (5)、數(shù)字控制單元14，根據(jù)待校正比較器輸出結(jié)果，控制第一電荷泵15和第一電荷泵16分別對第一可變I-MOS電容11和第二可變I-MOS電容12進(jìn)行充放電，改變可變電容值的大小，用來補(bǔ)償比較器的失調(diào)； (6)、第一電荷泵15和第二電荷泵16,根據(jù)數(shù)字控制單兀14控制信號對第一、第二可變I-MOS 11、12進(jìn)行充放電； (7)、第一電壓緩沖器(buffer)17和第二電壓緩沖器18，軌道軌(rail-to-rail)的源極跟隨器，用來保證2個電荷泵charge pump 15、16產(chǎn)生的失調(diào)補(bǔ)償電壓在比較器正常工作期間保持不變。 即使輸入信號相同，例如都接Vcm 29，但因?yàn)楸容^器器件尺寸的失調(diào)、輸入管的閾值電壓失調(diào)、工藝波動造成的輸出負(fù)載不匹配等，都會導(dǎo)致比較器的兩個輸出支路中的一條比另一條支路放電速度要快，更早的達(dá)到邏輯低電平(GND)，于此同時，因?yàn)閯討B(tài)比較器的輸出支路是兩個背靠背的反相器形成的正反饋，因此另一條支路被強(qiáng)制輸出邏輯高電平(VDD)0假設(shè)比較器的輸出VOP為高，則數(shù)字控制單元14控制電荷泵16對電容C2 8進(jìn)行充電，提高對應(yīng)的電壓VFP’。VFP’通過增益為I的電壓緩沖器buffer 18驅(qū)動比較器13的可變電容12。由圖3當(dāng)中的可變電容隨控制電壓的特性曲線可知，當(dāng)控制電壓升高時，可變電容的電容值變小。定性的講，通過上文的敘述，當(dāng)比較器有失調(diào)電壓存在時，會導(dǎo)致比較器輸出錯誤的結(jié)果，即一條支路放電慢(為了便于敘述，假設(shè)VOP支路放電慢)，該方法通過減小比較器13輸出端VOP的負(fù)載，來加快該支路的放電速度，用來補(bǔ)償因?yàn)槠骷叽缡鋵?dǎo)致的比較器失調(diào)。定量的角度講，由比較器輸出端容性負(fù)載不匹配人為的造成的比較器閾值電壓失調(diào)滿足如下公式AF = ^.....^......^...........X —IiO—— Md,S Ml7M I表不比較器的失調(diào)電壓，AC表不I-MOS電容11、12之間的差值,該公式表明，可以通過調(diào)整比較器輸出端的負(fù)載電容的大小，補(bǔ)償?shù)舯容^器因?yàn)槌叽缡д{(diào)(gm等)造成的失調(diào)電壓。從圖3可知，I-MOS可變電容，在反型層時有很好的線性度。在AC區(qū)間當(dāng)中，I-MOS的電容隨著控制電壓增大進(jìn)行單調(diào)連續(xù)并且?guī)缀跏蔷€性的減小。因此，只要被校正比較器存在失調(diào)電壓，即VOP或者VON先到達(dá)GND，數(shù)字控制邏輯和電荷泵模塊就會控制buffer產(chǎn)生對應(yīng)的電壓微調(diào)，如圖4所示，幅度為Λν(ΔΓ = ^-^)0該電壓將通過如圖3所示的特性曲線線性的將失調(diào)電壓轉(zhuǎn)換成比較器的輸出端的負(fù)載電容，補(bǔ)償?shù)羝骷叽缡浠蛘逷VT變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓。圖5是校正前和校正后比較器的失調(diào)電壓對比曲線圖。為了追求能夠獲得較快的比較速度，該比較器采用了工藝允許的最小晶體管尺寸，通過200多次的Mentor-Carol仿真可以看出，校正前的動態(tài)比較器I sigma的失調(diào)電壓為29. 2mV。而采用本專利技術(shù)的校正方法后，同一個比較器的失調(diào)電壓下降到66μ V，有效縮小了 400倍，已經(jīng)能夠直接用于14位的模數(shù)轉(zhuǎn)換器中。本專利技術(shù)采用了基于SMIC 65nm CMOS 1P8M工藝的12 bit 50M SAR ADC來驗(yàn)證該校正方法的高精度和可靠性。校正模塊的工作速度為1GHz，僅僅需要6個sample time(120ns)就能完成比較器的失調(diào)校正。從圖6的仿真結(jié)果可知，在輸入信號頻率為9. 6MHz時，校正前受限于比較器的大失調(diào)電壓，SNDR和SFDR僅僅能達(dá)到52. 9dB和72. 5dB，而校正完成后卻能達(dá)到72. 9dB和92. 8dB.該校正算法能夠?qū)?shù)模轉(zhuǎn)換器的SFDR和SNDR在整個 奈奎斯特頻帶內(nèi)提高20dB以上，完全消除了因?yàn)楸容^器的大失調(diào)電壓帶來的性能影響。而功耗代價僅僅是額外的O. 本文檔來自技高網(wǎng)...
【技術(shù)保護(hù)點(diǎn)】
一種高速高精度的動態(tài)比較器失調(diào)電壓校正方法，其特征在于采用如下校正電路，該校正電路由計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元（30）、比較器陣列（22、23、24、25）、開關(guān)陣列（21）、第一可變電容（11）和第二可變電容（12）、數(shù)字控制單元（14）、第一電荷泵（15）和第二電荷泵（16）、第一電壓緩沖器（17）和第二電壓緩沖器（18）組成；其中：數(shù)字控制單元（14）根據(jù)比較器（13）的輸出結(jié)果產(chǎn)生控制信號，該信號控制第一電荷泵（15）和第二電荷泵（16）分別對電容C1（9）和電容C2（8）充放電產(chǎn)生反饋電壓，該反饋電壓分別經(jīng)過第一電壓緩沖器（17）和第二電壓緩沖器（18）后產(chǎn)生調(diào)制電壓，分別調(diào)節(jié)第一可變電容（11）和第二可變電容（12）的電容值，從而在待校正的比較器（13）兩端產(chǎn)生不同負(fù)載電容，最終抵消掉比較器（13）的失調(diào)電壓；其中：（1）、計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元（30），用以控制校正模塊，即依次從待校正的比較器當(dāng)中選取一個比較器，進(jìn)行校正，并將完成校正的比較器切換回到比較器陣列里面，進(jìn)行正常的模數(shù)轉(zhuǎn)換操作，當(dāng)所有比較器完成校正后，暫時性關(guān)掉校正模塊以節(jié)省功耗，在間隔一定時間后，再次打開校正模塊進(jìn)行校正，補(bǔ)償因?yàn)闇囟?、電壓、壓力變化帶來的時變失調(diào)；（2）、比較器陣列（22、23、24、25），為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的核心構(gòu)成部分，包括正常情況下的比較器陣列和一個冗余比較器，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器正常工作時，一個冗余的比較器處于校正狀態(tài)；（3）、開關(guān)陣列（21），由多路選擇器和自舉開關(guān)構(gòu)成，保證當(dāng)比較器處于正常工作時，比較器輸入端是正常的差分輸入信號（Vin和Vip）；處于校正時，比較器輸入端看到的是相同的共模信號Vcm；（4）、第一可變電容（11）和第二可變電容（12），由金屬柵場效應(yīng)晶體管（MOS）構(gòu)成的可變電容，其電容值隨著兩端電壓的變換而變換；（5）、數(shù)字控制單元（14），根據(jù)待校正比較器輸出結(jié)果，控制第一電荷泵（15）和第一電荷泵（16）分別對第一可變電容（11）和第二可變電容（12）進(jìn)行充放電，改變可變電容值的大小，用來補(bǔ)償比較器的失調(diào)；（6）、第一電荷泵（15）和第二電荷泵（16），根據(jù)數(shù)字控制單元（14）控制信號分別對第一可變電容（11）和第二可變電容（12）進(jìn)行充放電；（7）、第一電壓緩沖器（17）和第二電壓緩沖器（18），軌道軌的源極跟隨器，用來保證第一電荷泵（15）和第二電荷泵（16）產(chǎn)生的失調(diào)補(bǔ)償電壓在比較器正常工作期間保持不變。...
【技術(shù)特征摘要】
1.一種高速高精度的動態(tài)比較器失調(diào)電壓校正方法，其特征在于采用如下校正電路，該校正電路由計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元(30)、比較器陣列(22、23、24、25)、開關(guān)陣列(21)、第一可變電容(11)和第二可變電容(12)、數(shù)字控制單元(14)、第一電荷泵(15)和第二電荷泵(16)、第一電壓緩沖器(17)和第二電壓緩沖器(18)組成；其中數(shù)字控制單元(14)根據(jù)比較器(13)的輸出結(jié)果產(chǎn)生控制信號,該信號控制第一電荷泵(15)和第二電荷泵(16)分別對電容Cl (9)和電容C2 (8)充放電產(chǎn)生反饋電壓，該反饋電壓分別經(jīng)過第一電壓緩沖器(17)和第二電壓緩沖器(18)后產(chǎn)生調(diào)制電壓，分別調(diào)節(jié)第一可變電容(11)和第二可變電容(12)的電容值，從而在待校正的比較器(13)兩端產(chǎn)生不同負(fù)載電容，最終抵消掉比較器(13)的失調(diào)電壓；其中 (1)、計(jì)數(shù)器和開關(guān)選擇單元(30)，用以控制校正模塊，即依次從待校正的比較器當(dāng)中選取一個比較器，進(jìn)行校正，并將完成校正的比較器切換回到比較器陣列里面，進(jìn)行正常的模數(shù)轉(zhuǎn)換操作，當(dāng)所有比較器完成校正后，暫時性關(guān)掉校正模塊以節(jié)省功耗，在間隔一定時間后，再次打開校正模塊進(jìn)行校正，補(bǔ)償因?yàn)闇囟?、電壓、壓力變化帶來的時變失調(diào)； (2)、比較器陣列(22、23、24、25)，為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的核心構(gòu)成部分，包括正常情況下的比較器陣列和一個冗余比較器，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器正常工作時，一個冗余的比較器處于校正狀態(tài)； (3)、開關(guān)陣列(21)，由多路選擇器和自舉開關(guān)構(gòu)成，保證當(dāng)比較器處于正常工作時，t匕較器輸入端是正常的差分輸入信號(Vin和Vip);處于校正時，比較器輸入端看到的是相同的共模信號Vcm ； (4)、第一可變電容(11)和第二可變電容(12)，由金屬柵場效應(yīng)晶體管(MOS)構(gòu)成的可變電容，其電容值隨著兩端電壓的變換而變換； (5)、數(shù)字控制單兀(14),根據(jù)待校正比較器輸出結(jié)果,控制第一電荷泵(15)和第一電荷泵(16)分別對第一可變電容(11)和第二可變電容(12)進(jìn)行充放電，改變可變電容值的大小，用來補(bǔ)償比較器的失調(diào)； (6)、第一電荷泵(15)和第二電荷泵...
【專利技術(shù)屬性】
技術(shù)研發(fā)人員：許俊，林濤，王明碩，顧尉如，任俊彥，葉凡，李寧，
申請(專利權(quán))人：復(fù)旦大學(xué)，
類型：發(fā)明
國別省市：
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