一種開關電感Boost變換器制造技術

本實用新型專利技術涉及一種開關電感Boost變換器，接入直流輸入電源Vin，包括功率開關管SW1，所述功率開關管SW1的源極接輸入電源的負極，功率開關管SW1的漏極通過電感L1和二極管D3的負極接輸入電源的正極；所述的功率開關管SW1漏極接整流二極管D4正極后，接電容Cf的一端，功率開關管SW1的源極接電容Cf的另一端；電容Cf兩端接輸出端口VO；本實用新型專利技術的開關電感Boost變換器不論是在連續導通模式(CCM)還是在斷續導通模式(DCM)下都具有比傳統Boost變換器更高的升壓能力，在工程實際中更加適用于太陽能光伏發電系統和燃料電池等低輸出的電源。

【技術實現步驟摘要】

本技術涉及非隔離型直流-直流變換器，特別是一種開關電感Boost變換器。
技術介紹
常規的BOOST變換器，包括一個功率開關管，一個Boost功率電感，一個整流二極管。開關功率管的漏極與Boost功率電感的一端及整流二極管的陽極相連，Boost功率電感的另一端接至輸入電源的正極。這種非隔離型直流-直流變換器輸出電壓增益較小，雖然可以通過設置更大的占空比來得到更高的輸出電壓，但Boost功率電感及電路中的其他寄生因素限制了輸出電壓的進一步提高。當其占空比增大至某個范圍時，甚至會出現輸出電壓下降的情況。因此，常規Boost變換的占空比不能過大，這樣才能得到輸出電壓與占空比的正比例線性關系。
技術實現思路
本技術的目的是解決現有技術中BOOST變換器電壓增益小，輸入電流不夠連續且輸入電壓利用率低，開關器件應力高等問題。提供能夠較大的提高輸出升壓能力且輸出電壓穩定，輸入電流連續且輸入電壓利用率高，開關器件的應力低的開關電感Boost變換器。本專利技術的技術方案為：一種開關電感Boost變換器，接入直流輸入電源Vin，包括功率開關管SW1，所述功率開關管SW1的源極接輸入電源的負極，功率開關管SW1的漏極通過電感L1和二極管D3的負極接輸入電源的正極；所述的功率開關管SW1漏極接整流二極管D4正極后，接電容Cf的一端，功率開關管SW1的源極接電容Cf的另一端；電容Cf兩端接輸出端口VO；所述的電感電路包括并聯的L1電感支路和L2電感支路，L1電感支路和L2電感支路之間串接整流二極管D2；所述的L1電感支路包括整流二極管D1和電感L1，整流二極管D1的負極與電感L1一端連接；所述的L2電感支路包括整流二極管D3和電感L2，電感L2的一端在整流二極管D3的正極連接；所述整流二極管D2的陰極接于整流二極管D1和電感L1之間，整流二極管D2的陽極接于整流二極管D3和電感L2之間。本專利技術的有益效果：1.本技術的開關電感Boost變換器不論是在連續導通模式(CCM)還是在斷續導通模式(DCM)下都具有比傳統Boost變換器更高的升壓能力，并且這種優勢隨著直通占空比的增加會越來越明顯；因此在工程實際中更加適用于太陽能光伏發電系統和燃料電池等低輸出的電源。2.本技術開關電感Boost變換器可以通過軟開關技術等控制策略來控制降低導通損耗，從而進一步提高工作效率。附圖說明圖1是本技術的電路圖；圖2是本技術功率開關管SW1導通時，本技術的等效電路；圖3是本技術功率開關管SW1關斷時，本技術的等效電路；圖4是本技術連續工作模式下電感電流波形圖；圖5是本技術連續工作模式下電感輸出電壓波形圖；圖6是本技術斷續模式下電感L1的電流波形的波形圖；圖7是本技術斷續模式下整流二極管D1的電流波形的波形圖；圖8是本技術連續工作和斷續工作模式的臨界值Kcrit(D)的曲線圖；圖9是本技術連續工作模式和斷續工作模式的工作條件下的曲線圖；圖10是本技術開關電感Boost變換器的電壓變換比M(D)的曲線圖。具體實施方式下面結合附圖對本專利技術進行進一步的說明，如圖1所示的一種開關電感Boost變換器，接入直流輸入電源Vin，包括功率開關管SW1，所述功率開關管SW1的源極接輸入電源的負極，功率開關管SW1的漏極通過電感L1和二極管D3的負極接輸入電源的正極；所述的功率開關管SW1漏極接整流二極管D4正極后，接電容Cf的一端，功率開關管SW1的源極接電容Cf的另一端；電容Cf兩端接輸出端口VO；所述的電感電路包括并聯的L1電感支路和L2電感支路，L1電感支路和L2電感支路之間串接整流二極管D2；所述的L1電感支路包括整流二極管D1和電感L1，整流二極管D1的負極與電感L1一端連接；所述的L2電感支路包括整流二極管D3和電感L2，電感L2的一端在整流二極管D3的正極連接；所述整流二極管D2的陰極接于整流二極管D1和電感L1之間，整流二極管D2的陽極接于整流二極管D3和電感L2之間。下面介紹本專利技術的工作過程和原理：當功率開關管SW1導通時，整流二極管D1和D3導通，整流二極管D2和D4被迫截止，其等效電路如圖2所示。此時，電感L1和L2并聯充電，其電壓值大小分別為：當功率開關管SW1關斷時，整流二極管D2和D4導通，整流二極管二極管D1和D3被迫截止，其等效電路如圖3所示。此時，電感L1和L2串聯放電，其電壓值大小分別為：其中，假設功率開關管SW1的開關周期為T，導通時間是T1，關斷時間為T2，且T1+T2＝T，則本技術的直通占空比為由于電感L1和L2的電壓在一個開關周期T時間內的平均值為0，可以得到其中G為開關電感Boost變換器的電壓增益。本技術的開關電感Boost變換器與傳統Boost變換器的連續或斷續導通模式的工作條件相似，其連續工作模式下的電感電流如圖4所示，輸出電壓波形如圖5所示；所有二極管的電流應力均是開關器件SW1電流應力的一半，相對比較小。所以二極管D1、D2和D3的導通損耗是比較小的，影響SIBC效率的主要原因在于開關器件SW1和二極管D4的導通損耗，其中開關器件SW1的損耗是二極管D4的2倍。由圖4和圖5可知電感L1和L2的電流紋波為；那么，輸入電流紋波和輸出電壓紋波大小分別為：由方程式可以看出電感L1和L2的電流紋波相對是比較小，同時當給定了電感電流紋波和輸出電壓紋波時可以選擇電感值大小和電容值大小。由圖6和圖7可以得到，流過電感L1的峰值電流為：其中TS為一個開關周期，Vin為輸入電壓，電感L1的平均電流為流過二極管D1的平均電流值大小為：輸入電流為當輸入電感的電流紋波大于平均電流時，變換器就會進入斷續狀態。與傳統Boost變換器不同的是，本技術連續工作模式和斷續工作模式的臨界值Kcrit(D)是直通占空比D的不同函數，當輸入電感的電流紋波大于平均電流時，變換器就會進入斷續狀態，即SIBC工作在DCM的滿足條件為：ΔiL＞IL，由圖9可以得到電感L1和L2的電流紋波為：其中L為電感值，Vin為輸入電壓，D為直通占空比，利用功率守恒原理可以分別得到輸入電流大小和電感電流大小的表達式：其中R為負載電阻，則那么ΔiL＞IL可以變換為設Kcrit的曲線圖如圖8所示。當K＜Kcrit(D)時，變換器為斷續工作模式，當K＞Kcrit(D)變換器為連續工作模式，其曲線圖如圖9所示，清晰的確立了連續導通模式和斷續導通模式切換與開關電感取值關系。本技術開關電感Boost變換器的電壓變換比M為：對于幾個不同的K值，圖10給分別出了他們特性曲線圖，并且由圖10可以看出，開關電感Boost變換器工作在斷續工作模式時，K值越小，電壓增益越大，并且大于連續工作模式時的電壓增益。因此可以得出，K值的大小(即電感L、負載電阻R和開關周期TS的大小)會影響到變換器的工作模式，可以在電路設計中提供參考。同時由圖10可以看出，斷續工作模式部分的特性接近于線性，可以近似為：使本技術在控制方面占有很大優勢。本文檔來自技高網...

【技術保護點】
一種開關電感Boost?變換器，接入直流輸入電源Vin，其特征在于：包括功率開關管SW1，所述功率開關管SW1?的源極接輸入電源的負極，功率開關管SW1?的漏極通過電感L1?和二極管D3?的負極接輸入電源的正極；所述的功率開關管SW1?漏極接整流二極管D4?正極后，接電容Cf?的一端，功率開關管SW1?的源極接電容Cf?的另一端?；電容Cf?兩端接輸出端口VO?；電感電路包括并聯的L1?電感支路和L2?電感支路，L1?電感支路和L2?電感支路之間串接整流二極管D2；所述的L1?電感支路包括整流二極管D1?和電感L1，整流二極管D1?的負極與電感L1?一端連接；所述的L2?電感支路包括整流二極管D3?和電感L2，電感L2?的一端在整流二極管D3?的正極連接；所述整流二極管D2?的陰極接于整流二極管D1?和電感L1?之間，整流二極管D2?的陽極接于整流二極管D3?和電感L2?之間。

【技術特征摘要】
1.一種開關電感Boost 變換器，接入直流輸入電源Vin，其特征在于：包括功率開關管SW1，所述功率開關管SW1 的源極接輸入電源的負極，功率開關管SW1 的漏極通過電感L1和二極管D3 的負極接輸入電源的正極；所述的功率開關管SW1 漏極接整流二極管D4 正極后，接電容Cf 的一端，功率開關管SW1 的源極接電容Cf 的另一端 ；電容Cf 兩端接輸出端口VO ；電感電路包括并聯的L1 電...

【專利技術屬性】
技術研發人員：高嵩，邢迪，陳超波，高申昊，宋鶴，李繼超，
申請(專利權)人：西安工業大學，
類型：新型
國別省市：陜西;61